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工程名称：UC3842 flyback开关电源设计
工程作者：kratosxs
工程描述
通过UC3842芯片设计一个反激开关电源。市电的输入，输出是12V5A，效率设计为80%。
本项目适用于初学者的教学和实验。反激式开关电源的优点是：
电路比较简单；
成本低；
误差低：要求调控占空比的误差信号幅度比较低，误差信号放大器的增益和动态范围也比较小。在家电中比较常见；
体积小：正反激式变压器开关电源少用一个大储能滤波电感，以及一个续流二极管，因此，反激式变压器开关电源的体积要比正激式变压器开关电源的体积小。
设计图
原理图
PCB图
设计参数
VIN = 220V 频率 = 50Hz Vacmin = 85V Vacmax = 265V
Vout = 12V Iout = 5A Pout = 60W
工作频率 fs = 100KHz
效率 = 80% Pin = 75W
设计过程
反激电源就是变压器。
只要电压环、电流环，环路补偿这三个计算好了，基本上就没什么问题了。这个设计过程不包含EMI。
单相桥式整流滤波电路
交流电在整流过后是会乘以根号2的，因此可以得到Vbus = 311V，Vbusmax = 374V，Vbusmin = 120V。
再来个1.5倍的冗余，就可以得到整流桥的耐压为562V。
由于Pin为75W，除以Vacmin计算一下可以得到最大电流Iacmax是0.5A，留个1.5倍的冗余，就得到整流桥耐流为0.75A。
通过下面的公式计算滤波电容：
其中tc是滤波时间常数，是一个经验数值，这个百度就能查到了，我这里取的是0.008秒。因此选择180uf/450V的电解电容。
变压器
变压器的设计就是要找到Ap数值(选择磁芯)，匝数比（电压比例），电感量（反激特色） 。
先计算最大占空比，留有一定设计冗余，取最小输入直流电压110V进行设计。
假设反激变压器初级绕组的感应电压Vor（反射电压） 为100V，根据反激工作原理，当输入电压最低时，占空比最大，计算此时工作的最大占空比 Dmax。
Vds是MOS管导通电压，假设为4V。
接下来计算满载情况下的输入平均电流Iavg：
输入宽电压范围的情况下，反激电源通常设定在输入低压时，初级绕组的脉动电流Ir与峰值电流Ip的脉动系数Krp为0.8，根据脉动系数和输入平均电流可以计算得到反激初级绕组的峰值电流Ip为：
再得到脉动电流Ir为：
此时可以计算到变压器初级有效电流Iprms为：
通过反激变压器激磁电感的计算公式，得到变压器初级侧激磁电感Lp为：
根据之前假设的初级MOS管的导通压降Vds为4V，另外再假设次级二极管的导通压降Vf为0.7V，由原副边的磁通量守恒定律，就可以计算出变压器原副边匝数比Nps：
接下来计算变压器的磁芯，取反激变压器的窗口填充系数Ko为0.4，电流密度系数Kj取3.95，同时变压器的磁通量Bw为0.2T，则根据经验公式计算所需磁芯的最小Ap值：
根据这个Ap值，留个2倍的冗余，根据磁芯规格手册，就选择PQ2625的磁芯。此时查询磁芯手册，得到该骨架的窗口Aw=84.5和磁芯截面积Ae=118。
为了防止变压器电磁饱和，选取平均最大磁通密度Bmax为0.2mT，计算出变压器初级匝数Np为：
通过Nps，得到副边参数为：
反激变压器额外设置一个输出绕组，该绕组工作的输出电压给控制芯片使用，拟定设计的额外绕组输出电压Vout1为15V，根据输出电压和绕组变比的关系，可计算得到辅助供电绕组的匝数Ns1为：
接下来，计算使用的线的数据，由于在高频的情况导线会有趋肤效应，所以用很多跟线一起绕，根据经验公式，得到趋肤深度Dm为：
变压器绕组线的直径选择要小于值，可以有效减少趋肤效应。
为了满足变压器产生热量的要求，一般把电流密度设置为4~6A/mm^2。因此可以设计出变压器原边绕组使用的绕线直径Dp=0.3mm和股数Pp=3。
通过这些参数，再加上变压器原边绕组电流的有效值Iprms可以把电流密度jp计算出来，这个数值刚好是可以满足自然冷设计热的经验值。所以绕线的股数和直径就是可以使用的。
根据变压器原副边变比，和原边电流峰值，计算得到反激电路变压器副边绕组电流的峰值Isp为：
根据反激变压器副边绕组的电流峰值和副边的占空比，使用有效值计算公式计算变压器副边绕制电流的有效值Isrms为：
可以得到变压器副边绕组选用的绕线直径Ds=0.4mm，股数Ps=11股。
根据上面的数据，同样可以计算出变压器副边绕组的电流密度js，这个数值也刚好满足自然冷设计热的经验值。
在选定变压器原副边绕组后，需核算变压器是否在选定线的绕组时，能否绕制得下，通过计算所有绕组截面积之和与变压器骨架窗口之得占比来判定。
计算所有绕组截面积占变压器窗口的系数Kw为：
通常变压器绕组设计时，由于绕组的线具有一定的绝缘层，同时，绕组过程中也会增加绝缘胶带，挡墙等，为了保证绕组能绕下，且具有较好的经济性，窗口系数 一般指定在0.1~0.3之间较为合适，因此上述计算的窗口系数证明绕组选择相对合理。
至此，已完成变压器的设计，包含变压器磁芯选择，变压器原副边绕组的设计，最终核算所设计的绕组是否能绕制得下。
MOS
在初级MOS关断期间，MOS源漏极上承受的平台电压为输入电压与由次级折算到初级绕组上的电压之和，并且，当输入电压最高时，平台电压达到最大：
再留个1.5倍的冗余，就可以得到MOS管的耐压必须大于Vmos*1.5=705V。
MOS管的耐流值以Isrms来参考，所以选9R1K2C IPA90R1K2C3。
二极管
在MOS导通期间，次级整流二极管承受反向电压，二极管截至，其上的平台电压为输出电压与由原边绕组折算到副边绕组的电压之和，并且，当输入电压最高时，平台电压达到最大，计算二极管截至时承受得电压为：
由于变压器副边绕组的漏感，会让二极管的结电容产生LC振荡，导致二极管关断的时候产生一定的尖峰电压，因此留个1.5倍的冗余，则耐压能力就是Vdio*1.5 = 92V，配合Iprms当作耐流值得参考，因此选择SBR20U100CT 20A100V肖特基二极管与整流器TO-220。
同时，计算辅助绕组宫殿二极管承受的电压为：
留个1.3倍得冗余得到耐压为Vdio1*1.3=100V。因为辅助绕组是给芯片用的，消耗的电流特别小。
输出电容
假定要设计的反激电路输出纹波电压 ΔVout为100mV，则在输出满载时，反激的输出负载电阻Rout为Vout/Iout=2.4R。再计算出电容数值：
由于ESR内阻得影响，所以换成4个470uf得电容并联。
RCD电路
先假设变压器的初级漏感Lk在激磁电感Lp的1%之内，计算出Lk = 2.5uH。假设电容的充电时间很短可以忽略不计，由于电容的放电是线性的，并且假设开关管的工作时最大电压Vmosmax不超过800V，再留个冗余，则可以得到钳位电容上的电压Vclamp：
再根据RCD电路吸收公式计算钳位电阻Rc和钳位电容Cc：
顺便计算出钳位功率Pclamp为：
根据这些计算，选择100KR的2W电阻和330pf的电容。
环路补偿计算
下图是UC3842的峰值电流控制传递函数的一个框图。
要想知道如何设计UC3842的外围电路，光耦反馈电路，就必须弄明白这些函数的关系。
Fm反激峰值电流控制的传递函数：
Gvd(s)为从特定占空d(t)到反激电路输出的传递函数
其中Nt=1/Nps，Cout为输出电容，Resr为输出电容的esr电阻，Lp为变压器激磁电感，D为工作开通占空比，D‘为关断占空比，Rout为输出负载。
输出电压经过光耦隔离与TL431构建的取样反馈电路传递函数Got(s)后产生与输出电压成特定关系的反馈电压Vot(t)。
该信号送入设计的电压环传递函数Gvp(s)，经电压环运算后产生电流环参考电流信号。
Rsense原边电流取样电阻将电流转换成电压信号后，与电流环参考电流Vfb(t)信号产生控制占空比d(t)，占空比d(t)作用于反激传递函数Gvd(s)后输出特定电压Vot(t)。
由Gvd(s)可以推导出Vfb(t)到Vo(t)的传递函数为：
其中Ak = 1/3，其余的一些数值在下面给出：
对于峰值电流传递函数，wz是电容Cout产生的零点，wrz是峰值电流控制下右半平面零点，wp是输出滤波器极点。
接下来，根据UC3842内部峰值电流保护点为1V，我们需要的最大输出电流是5A，那么Rsense就等于1/5=0.2R。
通过matlab进行计算，就可以得到未补偿之前的电源的bode图：
由图像可知，有两个穿越频率，一个为500Hz，一个为1.4MHz，但其在高频段增益曲线上翘，是个不稳定系统。
补偿器
首先是电压环补偿。
在右半平面零点或 ESR 零点的频率（以最低者为准）处需要一个补偿极点。
通过wz(电容的esr零点)计算出fesrz，再设置电阻为1KR，得到电容为10nf左右。
根据这些参数，可以得到电压环从输入到输出的传递函数如下：
计算光耦及TL431传递函数：
先假定光耦的原边电流为I1(s)，TL431的输出电压为Vop(s)，可以得到：
Rled是待确定电阻。
根据运放工作原理计算得到Vop(s)与输出电压Vout(s)的关系为：
带入上式，化简得到I1(s)：
然后根据所选择的光耦的CTR参数，也就是原副边电流变比，在手册中查到之后，就可以计算出光耦副边下拉电阻Rplludown上的电压Got(s)为：
将I1(s)带入到这个公式中并化简，就可以得到Vout(s)到电压Got(s)的传递函数如下：
在这个公式中，未知的参数有Rplludown，Rled，R1,C1。
在这个图中，需要设定的参数包含R11,R18,RP1,R9,R14,C3。
当输出电压为12V，TL431的R口的参考电压Vref为2.5V，先假设R11=20KR。
通过电阻分压，可以计算出R18=5.253KR。
因此我们的R18选择5.1KR，RP1选择500R。R14为TL431工作的最小工作电流设定电阻，这里设定TL431工作的电流最小值1mA，而光耦原边二极管导通时的电压为1.2V。为了选值方便，就将TL431的工作电流算为1.2mA，则R1=1.2/1.2m = 1KR。
为了获得较好的相位裕度，先假设光耦三极管的下拉电阻R17=10KR，反馈电容C13=100nf。
将穿越频率fc代入到Gvv(s)中，计算补偿前开环传递函数的增益为：
对于模拟控制的反激型电路，闭环带宽（穿越频率）一般配置在开关频率的1/10的位置，反激开关频率为100kHz，即可配置闭环传递函数的穿越频率fc为10kHz。
为了保证闭环传递函数在穿越频率fc的增益为1，对应的dB值为零，则满足：
带入gainvv，可得到
联立Got(s)（记得将已知的数据带入）和Gvd(s)的方程，就可以计算出R9 = 287R。
根据前面分析得到反激的整体的闭环传递函数为G(s)
用matlab计算出bode图，如下
如上图所示，补偿后的闭环传递函数中穿越频率为9.55kHz，非常接近设计的10kHz。整体相位裕度具有76.5度，增益裕度为14.2dB，低频100Hz增益在40dB，系统具有较好的稳定特性，同时对100HZ的母线纹波电压具有较好的压制效果。
需要注意的是，这里设计使用的是迭代法，即上述若得到的反激闭环传递函数的相位裕度未大于45度，增益裕度小于7dB，说明前述的参数假定不合适，需要调整电压环相关的初始参数。
如R14，C13等，直到生成的闭环传递函数相位裕度和增益裕度满足要求。
通常情况下，开关电源闭环稳定性的判据如下：
参数基本上计算完了，可以用PSIM仿真验证一下结果。
效率测试
由于示波器的GND要跟市电的两根线的其中一根接在一起，所以不能直接跟UC3842的GND引脚接在一起，会导致跳闸的，解决方式是加一个隔离变压器。
下方是效率测试图，可以看出来电压调整率。
点击图片查看大图
从图可知，输出电压并不是很稳定。我的MOS管没有加散热片，所以导致温漂过大了。但是效率比较稳定，计算的时候是80%左右，并且实物也是80%上下。
注意事项
ACN和固定螺丝孔留的比较近：尽量设计远一些。
启动电阻不需要很大：0603的实际上就可以了，因为启动电阻并不过大电流。
高压部分不要铺铜：要设计安规X电容放电电阻，2个1M左右电阻，1206封装，串联后再并联到安规X电容两端。
PCB上安规距离不够：拿来接市电是不符合规范的，为什么画这么紧凑呢？是因为这个尺寸在嘉立创EDA打板可以免单。
测试MOS DS尖峰电压实际有多少：工业产品上的反激电源耐压大部分是650V，一般应用MOS的耐压用MOS规格书标定的90%，以650V耐压MOS为例，6500.9=585,585>470.017，650V耐压的MOS也比较好买，内阻也能接受，选900V耐压MOS内阻大得吓人，也可以用隔离探头测试MOS DS尖峰电压实际有多少，是否有击穿风险。
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