高频电路不稳定?教你从零实战小功率开关电源设计

本章节以实用小型电源的设计为例，说明电源设计的方法。控制电路形式为它激式，采用UC3842为PWM控制电路。电源开关频率的选择决定了变换器的特性。开关频率越高，变压器、电感器的体积越小，电路的动态响应也越好。但随着频率的提高，诸如开关损耗、门极驱动损耗、输出整流管的损耗会越来越突出，对磁性材料的选择和参数设计的要求也会越苛刻。另外，高频下线路的寄生参数对线路的影响程度难以预料，整个电路的稳定性、运行特性以及系统的调试会比较困难。在本电源中，选定工作频率为85 kHz。

01

电源设计指标

小型电源输入、 输出参数如下：

输入电压：AC 110/220 V；

输入电压变动范围：90～240 V；

输入频率：50/60 Hz；

输出电压：12 V；

输出电流：2.5 A。

02

电路结构的选择

小功率开关电源可以采用单端反激式或者单端正激式电路，使电源结构简单，工作可靠，成本低。与单端反激式电路相比，单端正激式电路开关电流小，输出纹波小，更容易适应高频化。用电流型PWM控制芯片UC3842构成的单端正激式开关电源的主电路如图6-1所示。



图6-1 单端正激式开关电源的主电路

单端正激式开关电源加有磁通复位电路，以释放励磁电路的能量。在图6-1中，开关管VT导通时V1导通，副边线圈N2向负载供电，V4截止，反馈电线圈N3的电流为零；VT关断时V1截止，V4导通，N3经电容C1滤波后向UC3842⑦脚供电，同时原边线圈N1上产生的感应电动势使V3导通并加在RC吸收回路。由于变压器中的磁场能量可通过N3泄放，而不像一般的RC D磁通复位电路消耗在电阻上，因此可达到减少发热，提高效率的目的。

03

元件设计

1) 变压器和输出电感的设计

依据UC3842应用方式，选定定时电阻RT＝1.8 kΩ，定时电容CT＝10 μF。确定开关频率f＝85 kHz，周期T＝11.8 μs。

设计单端控制开关电源时，一般占空比D最大不超过0.5，这里选择D＝0.5，则：



根据电源规格、输出功率、开关频率选择PQ26/25磁芯，磁芯截面积S＝1.13 cm2，磁路有效长度l＝6.4 cm，饱和磁通密度BS＝0.4 T。取变压器最大工作磁感应强度Bmax ＝ BS/3≈0.133 T，则电感系数A为：



变压器原边线圈匝数N1为：



式中，Ui为最小直流输入电压。

交流输入电压的最小值约为90 V, Ui＝90× ≈127 V，得出N1＝49.9匝，取50匝。原边线圈电感L＝AN12＝11.1 mH。

副边线圈匝数为：



式中，UDF为整流二极管V1上的压降；UL为输出电感L上的压降。

取UDF+UL＝0.7 V，代入式(6-4)，得N2＝10匝。副边线圈电感：



开关管断开时，N1两端将会产生感应电动势，为了保证开关管正常工作，将感应电动势限制到e=300V。反馈电线圈向UC3842提供U＝12V的工作电压，按电容C1上的电压UC＝16V计算，以保证有足够的供电电压给UC3842。由N3＝(UC/e)N1可得N3＝2.67匝，取3匝。

变压器副边电流为矩形波，其有效值为：



导线电流密度取4 A/mm2，所需绕组导线截面积为1.77/4≈0.44 mm2。同样可选择原边绕组导线，原边电流有效值为：



所需绕组导线截面积为0.354/4＝0.0885mm2，选用截面积为0.096 21mm2的导线(∅0.41 mm)。取输出电感的电流变化量ΔIL＝0.2Io＝0.5A，则输出电感为：



式中, U2为副边线圈最小电压。计算得：



取UDF＝0.5 V，Uo＝3 V，代入式(6-8)可得L＝140 μH。根据输出电感上的电流IL＝Io，所需绕组导线截面积应为2.5/4＝0.625 mm2，故选择截面积为0.6362 mm2导线(∅0.96 mm)。

2) 开关管、整流二极管和续流二极管的选择

由于开关管断开时原边线圈N1两端的感应电动势限制到eL≈300 V，交流输入电压经全波整流、电容滤波后，直流输入电压的最大值。



所以整流二极管所承受的最高反向电压为：



续流二极管所承受的最高反向电压为：



流过整流二极管和续流二极管的最大电流为：



得ID＝2.75 A。根据以上计算选择肖特基半桥MBR25120CT，平均整流电流为25 A，反向峰值电压为120 V。开关管选用MOSFET 2SK793，漏源击穿电压为900 V，最大漏极电流为3 A。

3) 反馈电路的设计

电流反馈电路采用电流互感器，通过检测开关管上的电流作为采样电流，原理如图6-2 所示。电流互感器的输出分为电流瞬时值反馈和电流平均值反馈两路，R2上的电压反映电流瞬时值。开关管上的电流变化会使UR2变化，UR2接入UC3842的保护输入端③脚，当UR2＝1 V时，UC3842芯片的输出脉冲将关断。通过调节R1、 R2的分压比可改变开关管的限流值，实现电流瞬时值的逐周期比较，属于限流式保护。输出脉冲关断，实现对电流平均值的保护，属于截流式保护。

两种过流保护互为补充，使电源更为安全可靠。采用电流互感器采样，使控制电路与主电路隔离，同时与电阻采样相比降低了功耗，有利于提高整个电源的效率。



图6-2 电流反馈电路

电压反馈电路如图6-3所示。输出电压通过集成稳压器TL431和光电耦合器反馈到UC3842的①脚，调节R1、 R2的分压比可设定和调节输出电压，达到较高的稳压精度。如果输出电压Uo升高，则集成稳压器TL431的阴极到阳极的电流增大，使光电耦合器输出的三极管电流增大，即UC3842①脚对地的分流变大，UC3842的输出脉宽相应变窄，输出电压Uo减小。同样, 如果输出电压Uo减小，则可通过反馈调节使之升高。



图6-3 电压反馈电路

4) 保护电路的设计

图6-4所示为变压器过热保护电路，NTC为测变压器温度的一个负温度系数的热敏电阻。由NTC、 R2、 运放A1构成滞环比较器。在正常工作时，变压器温度正常，NTC的阻值较大，运放A1两输入端电压U+<U－，输出为零；当变压器异常，温度上升到设定值时，运放A1输出高电平，并送到PWM控制芯片使输出脉冲关断。 图6-5所示为输出过电压保护电路。稳压管VS的击穿电压稍大于输出电压额定值，输出正常时，VS不导通，晶闸管V的门极电压为零，不导通。当输出过压时，VS击穿，V受触发导通，使光电耦合器输出三极管电流增大，通过UC3842控制开关管关断。



图6-4 变压器过热保护电路



图6-5 输出过电压保护电路

图6-6所示为空载保护电路。为了防止变压器绕组上的电压过高，同时也为了使电源从空载到满载的负载效应较小，开关稳压电源的输出端不允许开路。在图6-6中，R2、 R3给运放同相输入端提供固定的电压U+。R8为取样负载电流的分流器，当外电路未接负载RL时，R8上无电流，运放的反相输入端电压U＝0 V，因而U+>U－，运放的输出电压较高，使三极管VT饱和导通，将电源内部的假负载R7自动接入。当电源接入负载RL时，R8上的压降使U－>U＋，运放的输出电压为零，VT截止，将R7断开。



图6-6 空载保护电路

5) 输入滤波电路的设计

输入滤波电路具有双向隔离作用，可抑制从交流电网输入的干扰信号，同时也防止开关电源工作时产生的谐波和电磁干扰信号影响交流电网。图6-7所示滤波电路是一种复合式EMI滤波器，L1、L2和C1构成第一级滤波，共模电感L3和电容C2、C3构成第二级滤波。C1用于滤除差模干扰，选用高频特性较好的薄膜电容。电阻R给电容提供放电回路，避免因电容上的电荷积累而影响滤波器的工作特性。C2、C3跨接在输出端，能有效地抑制共模干扰。为了减小漏电流，C2、C3宜选用陶瓷电容器。



图6-7 输入滤波电路

04

测试

在输入电压为220V的条件下，输入功率是脉冲序列，周期为10ms，即每半个工频周期电源输入端通过整流桥为输入平滑滤波电容充一次电。在各种不同的负载状况下，当输入电压从90V变化到250V时，相应的输出电压的测试结果如表6-1所示。

实测各种负载状况下的效率如表6-2所示。通过实际应用，电源满足了设计要求。





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